Der Transistorschalter im analogen Rechenkreis
Der Transistorschalter im analogen Rechenkreis
Transistor switches in analog computing circuits
Elektron. Rechenanl. 8 (1966), H. 4, S. 186—191
Manuskripteingang: 17. 5. 1966.
Zur Berechnung partieller Differentialgleichungen auf dem
Analogrechner werden elektronische Schalter benötigt, um den
Aufwand an analogen Rechenkomponenten hevabzusetzen.
Die hohen Anforderungen an diese Elemente werden am besien
durch Transistorschalter erfüllt. Zur Realisierung kommen
ausgesuchte Tvansistorpaare, integrierte Tyansistorchopper
und Feldeffektiransistoren in Frage. In dieser Arbeit wird ein
Transistorschalter beschrieben, der aus einem ausgesuchten
Transistorpaar besteht.
To calculate partial differential equations by the analog
computer electronic switches are needed in order to veduce the
expense of analog components. Transistor switches satisfy
the high demands on these elements in the best way. For
vealization matched transistorpairs, integrated transistor-
choppers and freld-effect-tvansistors come into question. In
this paper a transistor switch is described, which consists of a
matched transistorpair. -
Die Verwendung von Transistorschaltern als Zerhacker in
analogen Rechenverstärkern und Time-Division-Multipli-
katoren, als Modulatoren und Demodulatoren, als Phasen-
gleichrichter usw. ist bekannt und bereits mehrmals be-
schrieben [2, 3, 4, 5]. Etwas ungewöhnlicher ist der Ge-
186
von E.D. GILLES
und H.SCHUCHMANN
Institut für Chemische Technologie
der T. H. Darmstadt
brauch von Transistorschaltern in analogen Rechenkreisen
als genaue elektronische Schaltglieder. Besonders bei der
Simulation von Systemen mit örtlich verteilten Parametern
auf dem Analogrechner stellt der Transistorschalter ein
geeignetes Bindeglied zwischen digitaler Steuerlogik und
analogem Rechenkreis dar.
Systeme mit örtlich verteilten Parametern werden durch
partielle Differentialgleichungen beschrieben. Zerlegt man
die örtlichen Differentialquotienten in Differenzen, so ent-
spricht dies physikalisch einer Unterteilung des Systems
in einzelne Abschnitte, von denen jeder gewöhnlichen Dif-
ferentialgleichuugen genügt. Die zur Berechnung der ein-
zelnen Abschnitte notwendigen analogen Rechenoperatio-
nen sind gleichartig und lassen sich daher in einer einzigen
zentralen Recheneinheit durchführen. Jeder Abschnitt wird
dann nur noch durch Integratoren repräsentiert, die nach
geeigneter Zusammenschaltung mit der Recheneinheit so-
wohl die zeitliche Integration des betrachteten Abschnitts
als auch die anschließende analoge Speicherung der Ergeb-
nisse übernehmen. Um die zyklische Verbindung der Ab-
schnitte mit der zentralen Recheneinheit schnell und mit
hoher Genauigkeit zu gewährleisten, sind elektronische
Schalter nötig, die ein Schalten auf Rechenverstärker und
Integratoren zulassen.
Rr
Re Re
Un U,
V .
, Re
Uy. U, U
Cr
© ©
Bild 1. Anwendung von Diodenschaltern.
Cr
4t—
Re
1 —U,
U,
U
2
Rr
©
a) Umschalter aus zwei Schaltelementen,
b) Ein-Aus-Schalter für Rechenverstärker und Integrator (großes Re),
c) Zwischenspeicher mit Diodenschalter (geringes Re).
Bisher wurde im analogen Rechenkreis in der Hauptsache
der Diodenschalter verwendet. Dieser stellt ein fast ideales
Schaltglied dar, wenn der Schaltstrom und die durch-
zuschaltende Spannung sehr klein sind. Um dies zu er-
reichen, legtman den Schalter zwischen V erstärkereingang
und Summierpunkt von Eingangs- und Rückkopplungs-
zweig. Bei dieser Anordnung läßt sich jedoch allein der
Umschaltbetrieb realisieren, da, wie Bild 1a zeigt, stets
ein Schalter geschlossen sein muß, um eine dauernde Rück-
kopplung des Verstärkers zu gewährleisten. Die selektive
Schaltung von n Eingangssignalen auf einen Rechenver-
stärker erfordert neben n Diodenschaltern die gleiche
Anzahl von Eingangs- und Rückkopplungswiderständen.
Dies bedeutet einen erheblichen schaltungstechnischen
und finanziellen Aufwand. Will man mit einem Dioden-
schalter eine einfache Ein-Aus-Schaltung schaffen, dann
ist die Diodenbrücke vor den Summierpunkt zu legen
(Bild 1b). Mit einem genügend großen Eingangswiderstand
Re läßt sich dann der statische Schaltfehler im Durchlaß-
zustand sehr klein halten, ein großes Re hat jedoch für eine
vorgegebene Integrationszeit Ty; — Re+ Cyr beim Schalten
auf Integratoren eine kleine Rückkopplungskapazität Cr
zur Folge. Geringe Sperrströme Is, bewirken daher wegen
AU, = Isp[Cr- At bereits bei einer kurzen Sperrperiode
At unzulässig große Fehlerspannungen am Ausgang der
Integratoren.
Somit stellt der Diodenschalter beim Umschalten zweier
Signale ein nahezu ideales Schaltelement dar. Zum Aufbau
analoger Zwischenspeicher ist er gleichfalls besonders gut
geeignet (Bild 1c). Demgegenüber ist dieses Schaltelement
für ein zyklisches Umschalten mehrerer Eingangsspan-
nungen und zum Ein-Aus-Schalten von Integratoren, wie
es speziell bei der Simulation von Systemen mit örtlich
verteilten Parametern erforderlich ist, weniger günstig.
Diese Schwierigkeiten können sehr gut durch den Transi-
storschalter behoben werden. Er erlaubt es, auch größere
Spannungen und Ströme zu schalten, ohne daß unzulässige
Fehler auftreten. Weiter gestattet er im Gegensatz zu der
Diodenbrücke, die nur in Verbindung mit einem Verstärker
einen befriedigenden Schaltbetrieb ermöglicht, ein ver-
stärkerloses Arbeiten. Dadurch kann der Transistorschalter
vielseitiger als der Diodenschalter eingesetzt werden. In
Bild 2 ist im Prinzip gezeigt, wie er sich im selektiven
Betrieb und als Steuerglied für Integratoren verwenden
läßt.
Rr
Uy
Re
Un U,U,
: '
u i)
Mr
Cr
Re
U,
© ‘©
Bild 2. Einsatz von Transistorschaltern im analogen Rechen-
kreis.
a) Umschalter fiir » Eingangsspannungen, \
b) Ein-Aus-Schalten von einem Integrator.
2. Anforderungen an den Transistorschalter
Der Transistorschalter soll innerhalb der Grenzen — E 1
<U,< + E, jedes beliebige Potential U, schalten, wobei
E, durch die Maschineneinheit eines transistorisierten
Analogrechners vorgegeben ist (z.B. E, = 10 V). Man muß
deshalb fordern, daß er die durch diesen Spannungsbereich
gegebenen positiven und negativen Ströme durchläßt und
sperrt.
Damit im Durchlaßzustand eın nahezu ideales Schalten
erreicht wird, soll der Spannungsabfall über dem Durchlaß-
widerstand des Schalters gering sein. Die damit erforderliche
Begrenzung des durchzuschaltenden Stromes wird bereits
durch den üblicherweise hohen Eingangswiderstand der
nachgeschalteten analogen Rechenkomponente gewährlei-
stet (Re = 100 kQ). Beider Eingangsspannung U, =0Vsoll
die Restspannung des Schalters in der Größe von einigen uV
liegen, um die Drift eines nachgestalteten Integrators
nicht wesentlich zu erhöhen.
Im gesperrten Zustand wird der Schalter im ungünstigsten
Fall durch eine Potentialdifferenz von 2E, beansprucht.
Da im Umschaltbetrieb nie alle Schalter gleichzeitig
sperren, sind die weiteren Anforderungen an den Sperr-
zustand weniger gering. Die Sperrströme können nämlich
immer über den niedrigen Durchlaßwiderstand des gerade
durchgeschalteten Transistorschalters abfließen.
In dynamischer Hinsicht soll der Schalter sowohl mit
schnellen periodischen Pulsen als auch mit nichtperiodi-
schen Signalen angesteuert werden können. Aus diesem
Grund muß man ein zuverlässiges Arbeiten in einem weiten
Frequenzbereich einschließlich f = 0 verlangen. Um außer-
dem beim Umschaltbetrieb Überlappungen zwischen dem
Sperr- und Durchlaßzustand verschiedener Schalter zu
verhindern, müssen steile Umschaltflanken vorliegen, die
vor allem beim Übergang in den Sperrzustand keine Ver-
zögerung gegenüber dem Ansteuersignal besitzen.
3. Das Verhalten der Schalttransistoren
Um einen Tansistorschalter mit den geforderten Eigen-
schaften entwickeln zu können, ist es angebracht, sich
zunächst mit dem statischen und dynamischen Verhalten
des Transistors vertraut zu machen, soweit es dessen
Betrieb als Schalter betrifft. Für den stationären Zustand
des Schalters ist der Sättigungs- und Sperrbereich des
verwendeten Transistors maßgebend. Die Schalterdynamik
wird durch die Abhängigkeiten der Transistorschaltzeiten
von den Schalt- und Steuersrömen bestimmt.
Das Verhalten des Transistors im gesättigten Zustand
(Uzs; Ucs > 0) wird durch die in Bild 3 dargestellten
Kennlinien vollständig beschrieben. Diese Kennlinien gelten
für den inversen Betrieb des Transistors, bei dem die Rollen
von Emitter und Kollektor gegenüber dem normalen
Betrieb vertauscht sind. Der Basisstrom fließt nicht über
den Ermitter, sondern über den Kollekor. Bei diesem Be-
trieb ist die über dem durchgeschalteten Transistor ab-
fallende Spannung Ucg wesentlich geringer als im Normal-
betrieb. Man kann sich diesen Spannungsabfall Ucg =
187
Uce I
yyy o* Ina
; ‚Ve
B
U I I
"m Uce (Ie) ”
R,
I a 151
UcgE —-
| N
Ip U,
—/
Bild 3. Prinzipieller Verlauf der Durchlaßkennlinien eines pnp-
Transistors im inversen Betrieb.
c Va, E
TB
Uce Bild 4. Ersatzbild für einen gesättigten
—_¢ »
“( > _ E pnp-Transistor bei inversem Betrieb.
Up Ra
Ucz (Iz) längs der Sättigungskennlinie näherungsweise
aus einer Restspannung U, = Ucz (0) und einem durch Ir
hervorgerufenen Spannungsabfall an dem dynamischen
a AUcE
Widerstand Ra = tana = | Als | Ip: Ir
setzt denken. Mit dieser Vorstellung kommt man leicht zu
dem in Bild 4 dargestellten Ersatzbild des Transistors im
gesättigten Zustand und bei inversem Betrieb. Die Rest-
spannung U, ist nicht konstant, sondern stark von dem
Basisstrom abhängig. Aus Bild 5 ersieht man sehr deutlich,
daß U, über den Transferwiderstand R, = tan ß = r Uo
zusammenge-
Alp] Ip
mit J, verknüpft ist. Diese Eigenschaft läßt sich nutz-
bringend dazu verwenden, die Restspannung über den
Basisstrom einzustellen, was für den Aufbau eines möglichst
idealen Schalters im Bereich kleiner Eingangsspannungen
U, von großem Vorteil ist.
Aus den Kennlinien in Bild 3 kann man weiterhin erkennen,
daß der Transistor wie ein mechanischer Schalter in beiden
Richtungen Strom führen kann, sofern man einen gewissen
Arbeitsbereich nicht überschreitet. Die Aussteuerungs-
grenzen sind durch die Knickpunkte in den Kennlinien für
Ig = konst gegeben. Dort befindet man sich nämlich an der
Übersteuerungsgrenze zwischen aktivem und gesättigtem
Bereich. Sie ist festgelegt durch die Gleichung
| fe [ae Br (In) | I] (1)
Hierin ist Br die statische Stromverstärkung in Emitter-
schaltung bei inversem Betrieb.
Auch die Sperrung des Transistors (Ugg; Ucs < 0) ist für
Ströme in beiden Richtungen gewährleistet. Der Schaltung
in Bild 3 kann man folgende Beziehung entnehmen:
Usp = Uca— Ück. (2)
Bei Sperrung gilt für die Steuerspannung Ucg < 0. Der
Transistor befindet sich also immer dann im Sperrzustand,
wenn
— Uck < — Ucr (3)
gilt.
188
Für das dynamische Verhalten eines elektronischen
Schalters sind die Schaltzeiten des Transistors maßgebend,
die in ihrer Abhängigkeit von den Strömen und den
Transistoreigenschaften mit grober Näherung durch fol-
gende Beziehungen beschrieben werde
m
t =7,':In Anstiegszeit, (4)
m+ k u: .
ts = Ts’+ In Ral Speicherzeit, (5)
k+1
tp = ty’: In Abfallzeit. (6)
Darin bedeuten
Ire: I .
= Tae: Br\T px) der Ubersteuerungsfaktor (7)
lex
und
Ipy: Bı(I
h = fey len der Abschaltfaktor, (8)
T
wobei der Durchlaßzustand durch den Index x und der
Sperrzustand durch den Indexy gekennzeichnet wird.
7, ist die Emitterzeitkonstante und r,’ die Speicherzeit-
konstante des Transistors bei inversem Betrieb. Br ist im
allgemeinen geringer als die Stromverstarkung By des
normalen Betriebs. Damit ergeben sich im inversen Betrieb
zwar ungünstigere Schaltzeiten; der Normalbetrieb wird
jedoch den hohen Anforderungen an das statische Verhalten
nicht gerecht.
4. Transistorpaare
Die statische Genauigkeit des geschlossenen Schalters wird
bei kleinen Strömen vor allem durch die Restspannung U,
sehr nachteilig beeinflußt. Verwendet man jedoch zwei in
U,
Ip=0
T =konst.
Uogh —--\_ — — — —- - —-—-— ——
Ugg} ——\—~——~—-——
Unt-— — —
|
|
| |
a
|
|
—Ipı —Ip2 —Ips
I —-
Bild 5. Uy = U, (Iz) beim inversen Transistorbetrieb.
1 Trl 2 Tr2 3
U7 +
Ipı Ino
=U) oH
uh) RN RY?) ue?)
_— + 3
AU, Ry
AUg=UN) UN)
Ry =R") +R)
Bild 6. Transistorpaar mit Ersatzbild für den Durchlaß.
NA Ou as
uy Ip=0
[mV] T =25°C VV
0,9 JA
Va 5
0,8 9
om
0,7
N
YON TAA
MALL
Mh,
IK
Ap
AD /A
0,4 LY
NO
tt
1
0,3 Li
0 1 172) 9 3
—Ip [mA] —~
Bild 7. Kennlinien U,@) = f(Ip) für verschiedene Transistoren
ASY 27 im inversen Betrieb.
Serie geschaltete Transistoren (Bild 6), so subtrahieren sich
deren Restspannungen U, und U,2, so daß lediglich
deren Differenz AU, = U,W — U,(® am Schalterausgang
wirksam wird. Durch geeignete Einstellung der Basis-
ströme eines ausgesuchten Transistorenpaares kann man
erreichen, daß sich die beiden Restspannungen für sehr
geringe Eingangsspannungen U, vollständig kompensieren.
Die Auswahl des Transistorpaares kann mit Hilfe der für
mehrere Exemplare gemessenen Beziehung U,W = f (Ig)
erfolgen. Diese Kennlinien sind in Bild 7 für die pnp-
Legierungstransistoren ASY 27 angegeben. Man sieht, daß
die Restspannungen U,® und U,(2 von zwei Exemplaren
nur für ein ganz bestimmtes Verhältnis von Ig und /z(2
gleich sind, wenn man sich auf den ansteigenden Teil der
Kennlinien beschränkt. Dieses Verhältnis ist bei konstanter
Temperatur stark von dem ausgewählten Transistorpaar
und dem vorgegebenen Basisstrom/,() abhängig. Im fol-
genden Abschnitt wird gezeigt, daß /z® durch die gefor-
derten dynamischen Eigenschaften des Schalters festgelegt
ist.
Die Temperaturabhängigkeit der Restspannung zeigt keine
einheitliche Tendenz. Der Temperaturkoeffizient kann
sowohl positive als auch negative Werte annehmen. Sein
Betrag ist jedoch gering, so daß innerhalb der zu erwarten-
den Temperaturschwankungen die Fehlerschranken nicht
überschritten werden.
Damit ergibt sich also, daß bei dem verwendeten Transistor-
paar nur dann eine weitgehende Kompensation der beiden
Restspannungen zu erreichen ist, wenn der Basisstrom
beider Transistoren unabhängig von der Eingangsspan-
nung U, konstant bleibt. Dies läßt sich am besten dadurch
erreichen, daß man den Sperr- und Durchlaßzustand des
Schalters mit Hilfe einer erdfreien Spannungsquelle ein-
stellt. Um inversen Betrieb der Transistoren zu gewähr-
leisten, ist das Potential dieser Quelle auf die gemeinsame
Kollektorspannung in Punkt 2 bezogen (Bild 8). Die
Spannung U,, ist somit stets unabbängig von der durch-
zuschaltenden Spannung U,. Verwendet man zur Realisie-
rung der steuerbaren erdfreien Spannungsquelle() einen
Impulstransformator (Bild 9a), dann kann dieser nur in
Verbindung mit einem astabilen Multivibrator eingesetzt
werden, um den geforderten Frequenzbereich des Schalters
einschließlich f = 0 zu ermöglichen. Der Multivibrator zer-
hackt das Steuersignal konstanter Amplitude mit einer
3*
hohen Frequenz (f, > 1 MHz). Auf der Sekundärseite des
Impulstransformators wird der Steuertakt gleichgerichtet.
Die gewünschte erdfreie Spannungsquelle steht damit für
die Erzeugung der Basisströme zur Verfügung.
Auch mit einem Flipflop (Bild 9b) läßt sich leicht eine
steuerbare erdfreie Spannungsquelle aufbauen und damit
ein Schalter für den gewünschten Frequenzbereich realisie-
ren. Vorteilhaft ist, daß man bei dieser Schaltung sehr
konstante Basisströme erhalten kann. Dieses Verfahren
erschien daher günstiger für den Aufbau des Schalters.
5. Der Transistorschalter mit Ansteuerflipflop
In Bild 10 ist der aus einem ausgesuchten Transistorpaar,
einem erdfreien Steuerflipflop und dessen Stromversorgung
bestehende elektronische Schalter gezeichnet. Das System
besitzt zwei statisch stabile Zustände. Je nach Schaltzu-
stand sorgt das Flipflop für eine positive (+ Ap,) oder eine
negative (— Ap,) Potentialdifferenz zwischen den Punk-
ten 2 und 4.
Im durchgeschalteten Zustand haben die Punkte 1, 2 und 3
etwa gleiches Potential, und in Punkt 4 herrscht die Span-
nung Uy, = Us — Ap,. Die Potentialdifferenz Ag, be-
wirkt, daß über die Zweige mit den Dioden D, und D, die
Basisströme Ig, und Ig,(2) fließen. Um möglichst kon-
stante Ip, zu erhalten, wird Ay, mit Hilfe einer Zenerdiode
stabilisiert.
Im Sperrzustand wird das Flipflop, sieht man einmal von
dem kurzen Umschaltvorgang ab, nur durch die sehr kleinen
Sperrströme belastet. Die Potentiale in den Punkten 4
sowie B, und B, sind dann ungefähr gleich (Ur Upyy =
UB;y), und ihre Höhe richtet sich nach den Spannungen U,
und U,. Damit nämlich beide Exemplare des Transistor-
Paares gesperrt sind, muß U,, größer oder mindestens
etwa gleich Max (U,, U,), dem jeweiligen größten Wert von
1
i) | RW
12) RY)
3
Bild 8. Prinzipschaltbild eines Transistorschalters mit erdfreier
Ansteuerung.
(@) de — vn =n
vr
Astabiler
Multivibrator
© o—
tof
S L
Bild 9. Realisierung der steuerbaren erdfreien Spannungsquelle
Q, a) mit Impulstransformator, b) mit Flipflop.
189
U, und U,, sein. Kénnen U, und U, alle Werte zwischen
— 10V und + 10V annehmen, so werden die beiden
Schaltertransistoren maximal mit einer Basis-Emitter-
Spannung von 20 V beansprucht. Diese Tatsache erfordert
die Verwendung von Ge-Legierungstransistoren, die bei
hohen zulässigen Basis-Emitter-Sperrspannungen auch noch
eine genügend große Grenzfrequenz besitzen. Da im Sperr-
zustand die Beziehung Uyy = Uygy + Ag, gilt, wird sich
U,, naherungsweise auf den Wert U,, = Max (U,, U,) —
Ag, einstellen.
Der Umschaltvorgang zwischen den beiden stabilen Zu-
ständen wird durch negative Flanken an den Eingängen S
und L ausgelöst. Die Flanken bewirken einen negativen
Ladungsstoß. Dieser bringt den gerade angesteuerten
Transistor in den Sperrzustand, wenn er vorher durch-
geschaltet war. Der Ladungsstoß ist in seiner Größe außer
von der Amplitude des Steuersignals auch von der Steilheit
seiner Flanke sowie dem Wert der Triggerkondensatoren Cr
abhängig. Neben diesen Triggerkondensatoren stellt die
Kapazität der Sekundärwicklung des Trafos gegenüber
dem geerdeten Schirm eine weitere kapazitive Verbindung
des Schalters zur Erde dar. Da während eines Umschalt-
vorgangs das Potential des Punktes 2 unter Umständen
eine große Spannungsdifferenz AU, = Ugy — Us, (maxi-
mal AU, = 20 V — Ag,) in kurzer Zeit durchläuft, haben
diese Verbindungen kapazitive Entladeströme zur Folge.
Sie belasten die durchzuschaltende Eingangsspannung U,
und fließen über den Eingangstransistor Tr 1 in das Schal-
tersystem hinein und über die kapazitiven Verbindungen
wieder nach außen ab. Für Tr 1 bilden diese Ströme einen
zusätzlichen Schaltstrom; der Ausgangstransistor Tr 2
wird dagegen nicht belastet. Setzen wir voraus, daß bei
guter Auswahl des Transistorpaares nahezu gleiche Basis-
ströme Igz und Igz?) vorliegen, so wird durch diese
kapazitiven Entladeströme die Einschaltflanke von Trl
gegenüber der von Tr 2 verschlechtert. Die experimentellen
Untersuchungen haben bestätigt, daß bei zeitgleicher
Ansteuerung der beiden Schaltertransistoren das dyna-
mische Verhalten des Schalters im wesentlichen durch den
Transistor Tr 1 bestimmt wird (siehe Abschnitt 4).
' ' q)
Cr
Tr3
Bild 10. Transistorschalter.
Um einerseits die Schaltzeiten klein zu halten und zum
anderen keine zu strengen Bedingungen an den Innenwider-
stand und die Belastbarkeit der durchzuschaltenden
Spannungsquellen stellen zu müssen, ist der zusätzliche
kapazitive Schaltstrom über den Eingangstransistor Tr 1
soweit wie möglich zu verringern. Das läßt sich durch Ver-
kleinerung der störenden Kapazitäten erreichen. In bezug
auf die normalerweise recht große Wickelkapazität gewöhn-
licher Transformatoren bedeutet dies die Verwendung von
Spezialtrafos. Im Hinblick auf geringe Größe der Trigger-
kondensatoren muß man fordern, daß’ein kleiner Ladungs-
stoß bereits zum Sperren der Transistoren Tr 3 und Tr 4
ausreicht. Man verwendet daher in dem Flipflop zweck-
mäßig sehr schnelle Tıansistoren, deren Speicherzeitkon-
stante tg klein ist. Weiter ist auf einen niedrigen Über-
steuerungsfaktor dieser Transistoren zu achten.
Schnelle Transistoren im Flipflop sind aus einem weiteren
Grund unbedingt notwendig. Man muß verhindern, daß
190
\
Analoge
Rechen-
komponente
+ V,
Bild 11. Transistorschalter im selektiven Betrieb.
der unerwünschte Entladestrom über die Triggerkonden-
satoren den bereits begonnenen Umschaltvorgang wieder
rückgängig macht. Das läßt sich nur dann erreichen, wenn
der gerade angesteuerte Transistor des Flipflops bereits
im Sperrzustand ist, bevor sich die Potentialänderung auf
Grund des Umschaltens des Transistorpaares bemerkbar
macht.
Überlappungen zweier Transistorschalter ‘während des
Umschaltaugenblicks (siehe Bild 11) können zu unzulässi-
gen Belastungen der Spannungsquellen und der Schalter-
transistoren führen. Um diesen ungünstigen Einfluß zu
beeitigen, ist die Speicher- und Abfallzeit möglichst klein
zu halten. Aus diesem Grund wurden die Dioden D, und D,
(Bild 10) eingeführt, über die beim Übergang in den Sperr-
zustand ein großer Abschaltbasisstrom Ipy fließt. Er sorgt
dafür, daß die Speicherzeit fast verschwindet und die Abfall-
zeit die Größe der Anstiegszeit erreicht. Dadurch ist ein
einwandfreier Betrieb der Transistorschalter gewährleistet.
6. Zusammenfassung
In der vorliegenden Arbeit wird ein zur Verwendung in
analogen Rechenkreisen geeigneter Transistorschalter be-
schrieben. Er arbeitet verstärkerlos und läßt sich als
Schalter auf beliebige analoge Rechenkomponenten einset-
zen. Bei der Simulation von Systemen mit örtlich verteilten
Parametern ist der Transistorschalter daher besonders vor-
teilhaft und dem Diodenschalter überlegen.
Die hohen Anforderungen an die Genauigkeit eines solchen
Schalters ergeben sich durch dessen Verwendung im ana-
logen Rechenkreis. Die Eigenschaften der zur Realisierung
des Schalters benötigten Transistoren werden dargelegt.
Davon ausgehend zeigt sich die Notwendigkeit, zwei in
Serie liegende Transistoren als Schaltelement zu benutzen.
Das führt zu dem Transistorschalter aus einem ausgesuch-
ten Transistorpaar mit erdfreier Spannungsquelle, die über
ein Flipflop zu steuern ist.
Die Anforderungen im Sperrzustand sind weniger extrem,
da beim stets vorgesehenen Umschaltbetrieb der Sperr-
strom immer über ein geschlossenes Schaltelement abge-
leitet wird. Man muß jedoch darauf achten, daß die zu-
lässigen Sperrspannungen der Schaltertransistoren über
den maximal auftretenden Betriebsspannungen liegen.
Es wird gezeigt, daß der Schalter im Durchlaßzustand
durch die Reihenschaltung einer Spannungsquelle AU, und
eines Durchlaßwiderstandes Rg nachgebildet werden kann.
Für die hier eingesetzten pnp-Legierungstransistoren ASY
27 ergibt sich eine Restspannung AU, von etwa 10 nV.
Der Durchlaßwiderstand Ra beträgt (10...20) Q. Diese
Werte verursachen demnach einen auf den jeweiligen Wert
der geschalteten Spannung bezogenen relativen Fehler von
etwa (1...2) > 10-4.
Beim Umschaltvorgang ist die Verzögerungszeit des Schal-
ters zu vernachlässigen; seine Flankensteilheit beträgt 1 us.
Die charakteristischen Größen des Schalters, wie relativer
Fehler, Restspannung, zulässige Sperrspannung, Flanken-
steilheit, sind abhängig vom verwendeten Transistortyp.
Das Verhalten des Schalters könnte daher grundsätzlich
durch Verwendung günstigerer Transistoren verbessert
werden.
Andere Möglichkeiten zur Realisierung von genauen Tran-
sistorschaltern bieten sich durch den Einsatz von zwei in
einem einzigen Halbleiterkristall integrierten Transistoren
(sog. Transistorchoppern) und von Feldeffekttransistoren
an (siehe Tabelle).
Transistorschalter Restspannung Durchlaßwiderstand
aufgebaut aus U, Ra
ausgesuchten 10 uV* 10..... 20 2
Transistorpaaren
integrierten 50 pV 10....1002
Choppern
Feldeffekttransistoren 10 nV 302
* nach Abgleich des des Transistorpaares.
Eine echte Verbesserung verspricht jedoch die Verwendung
von Feldeffekttransistoren zu bringen, die im Durchlaß-
zustand nur eine sehr geringe Restspannung von U, <10 uv
bei vernünftigem DurchlaBwiderstand von Rd -~ 30 N be-
sitzen. Mit weiterem Fortschritt in der Technologie von
Feldeffekttransistoren werden sich diese Werte bestimmt
noch verringern lassen. Transistorschalter aus Feldeffekt-
transistoren stellen dann ein nahezu ideales analoges
Schaltelement dar.
Literatur
[1] Ebers, J. J., Moll, J. L., Large-signal behaviour of junction
transistors. Proc. IRE 42 (Dez. 1954).
[2] Bright, R.L., Junction transistors used as switches. Trans.
AIEE 74, Commun. and Electronics (März 1955).
[3] Meyer-Brötz, G., Eigenschaften und Anwendungen von
Flachentransistoren als Schalter. Telefunkenzeitung 33 (Juni
1960).
[4] Schneider, W., Der Transistor als genauer elektronischer
Schalter, Nachrichtentech. Fachber. 18 (1960).
[5] VALVO, Technische Informationen für die Industrie 21
(Juli 1962).
[6] EAI-Report Nr. 003 (Sept./Okt. 1965).
[7] Mark Shipley, Analog switsching circuits use fieldeffect devi-
ces. Electronics 37 (28. Dez. 1964).
191